用于智能卡供電的集成式DC/DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計

    針對智能卡供電，本文提出了一種集成式DC/DC轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)并分析了它的工作原理。該系統(tǒng)效率可達到85%，擁有足夠的魯棒性，可滿足所有復(fù)雜的ISO7816-3規(guī)范，并已通過EMV和EMV Co認證程序1級和2級認證。該結(jié)構(gòu)特別適用于便攜式收款機(POS)等智能卡應(yīng)用。 

    智能卡的工作電壓已經(jīng)升級到可適用于任何專門針對這種應(yīng)用的芯片。最初的ISO7816-3和EMV (Europay/Master card/Visa)文件現(xiàn)在包括1.8V、3.0V和5.0V作為適用的工作電源。因此，位于卡和微控制器之間的物理接口必須能夠?qū)⑸鲜鋈魏我环N電源和主MPU適配。電源必須保持表1中規(guī)定的工作條件。另外，電源必須能在750μs內(nèi)斷開和卡的連接，特別是在帶電拔出卡時。 

    除了靜態(tài)工作以外，在負載為100mA/400ns脈沖狀態(tài)下，電源可把輸出電壓保持在容限以內(nèi)。這樣的要求涉及到系統(tǒng)工作狀態(tài)，而不僅僅是電源。

    DC/DC轉(zhuǎn)換器

    隨著應(yīng)用的日漸廣泛，從電池供電的便攜式系統(tǒng)到電視衛(wèi)星接收機，智能卡接口必須高效處理大的輸入電壓范圍并具有高效率?；旧希灰転榭ㄌ峁┧璧碾娫?，它能以任何類型的結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)。如可以設(shè)計成一種基于開關(guān)電容的轉(zhuǎn)換器，但是考慮到便攜式POS系統(tǒng)時，其有限的效率成為一個關(guān)鍵問題。對于GSM應(yīng)用則不同，因為輸出功率限制為50mW，因而在無線電話PCB上優(yōu)先考慮這種基于電容的結(jié)構(gòu)，以節(jié)約空間。

    考慮到對于POS機便攜式模塊，節(jié)能是關(guān)鍵問題，因而優(yōu)先考慮基于電感的結(jié)構(gòu)，以盡量提高效率。實際上，在輸出功率高達300mW的情況下，電感結(jié)構(gòu)在整個工作電壓范圍內(nèi)的效率可以達到85%，這是低成本開關(guān)電容技術(shù)難以達到的水平。

    另一方面，因為輸入電壓可以從最低2.70V到最高5.50V(在電池快用完或在電池充電后)，該結(jié)構(gòu)必須自動地、無需調(diào)整地從升壓轉(zhuǎn)換到降壓工作，反之亦然。圖1描述的概念已經(jīng)得到開發(fā)，以滿足這些要求，在設(shè)計中以保持EMV認證成為主要的目標。
 

    在硅裸片中實現(xiàn)的真實系統(tǒng)更加復(fù)雜，因為工作時既不能有電壓尖峰同時又要能實現(xiàn)精確調(diào)整及低紋波。最重要的是，電路必須滿足所有EMV規(guī)范，尤其是電源下降序列、電源關(guān)斷時序及輸出短路電流。

    為達到這些要求，圖2所示的轉(zhuǎn)換器增加了幾個額外的NMOS及PMOS晶體管。 

    該系統(tǒng)按照兩周期的概念運行(所有注釋請參見圖2及圖3)，并帶有考慮了智能卡要求的特殊結(jié)構(gòu)：

    周期1：Q1及Q4開通，且電感L1由外接電池來充電。在此階段，Q2/Q3及Q5/Q6關(guān)斷。

    流經(jīng)Q1及Q4兩個MOSFET的電流在內(nèi)部被監(jiān)視，并在達到Ipeak值(峰值電流，取決于可編程輸出電壓值)時關(guān)斷。在這一點上，周期1完成而周期2開始?！伴_通”時間是電池電壓及引腳10與11之間所連接的電感網(wǎng)絡(luò)值(L及Zr)的函數(shù)。

    為防止出現(xiàn)不受控運行，4μs暫停結(jié)構(gòu)可確保系統(tǒng)在過載或低電池輸入情況下只在連續(xù)的周期1環(huán)路內(nèi)運行。

    周期2：Q2及Q3開通，且存儲在電感L1中的能量通過Q2轉(zhuǎn)移到外接負載。在此階段，Q1/Q4及Q5/Q6關(guān)斷。電流流通周期是900ns恒定值(典型值)，如果CRD_VCC電壓低于規(guī)定值，在這段時間以后重復(fù)周期1。

    當(dāng)輸出電壓達到規(guī)定值(1.80V、3.0V或5.0V)時，Q2與Q3立即關(guān)斷，以免在輸出負載上產(chǎn)生過壓。與此同時，兩個額外的NMOS——Q5及 Q6開通，以便完全放掉存儲在電感中的電流，避免在系統(tǒng)上產(chǎn)生振鈴及電壓尖峰。圖3給出了DC/DC轉(zhuǎn)換器的理論波形。 

    當(dāng)CRD_VCC被編程為0V，或當(dāng)智能卡從插座中拔出時，有源下拉Q7迅速對輸出儲能電容進行放電，確保當(dāng)卡在ISO觸點上滑行時輸出電壓低于 0.40V。由于Q7的導(dǎo)通電阻低，輸出電壓在不到100μs的時間內(nèi)即迅速下降至400mV，遠低于EMV規(guī)定的最大值750μs。

    輸出電壓紋波，盡管ISO7816-3或EMV未直接規(guī)定，但它在智能卡的運行中扮演重要角色。其峰峰值取決于以下兩個主要電參數(shù)：

    1．在輸出硅結(jié)構(gòu)及凈儲能電容之間的總串聯(lián)電阻；

    2．穩(wěn)壓，即檢測帶最小門限及滯后的輸出電壓的能力。

    第一個參數(shù)取決于芯片與外界相連的內(nèi)部焊接線、連接儲能電容串聯(lián)電阻的引腳接點以及用于連接引腳到負載的印刷電路板銅導(dǎo)線。當(dāng)大電流通過引腳時，廣泛采用多焊接線技術(shù)，以將串聯(lián)電阻減少至50m(，或者如果使用更寬的焊接線，則電阻值更低。

    印刷電路板走線的寬度可根據(jù)給定應(yīng)用所需的電流處理需要而定。此外，該串聯(lián)電阻會是一個問題，因其牽涉到的外部無源元件隨不同應(yīng)用變化很大。最關(guān)鍵的部分是儲能電容，因為(基于經(jīng)濟的原因)一般首選低成本類型，但這又會產(chǎn)生幾乎不可能完全消除的高電壓尖峰。

    根據(jù)用于開發(fā)電容的技術(shù)類型，寄生元件可能擁有相對較高的值，會產(chǎn)生較大的不可控制的尖峰。如圖4所示，此等效串聯(lián)電阻(ESR)非常容易引起此類尖峰，因為電源電流會直接流過它，并將高電壓脈沖帶入輸出源中。 

    基于在NCN6001和NCN6004A特性化中進行的實驗，最佳的方案是使用兩個并聯(lián)的4.7μF/10V/陶瓷/X7R電容來實現(xiàn)CRD_VCC濾波。ESR在整個溫度范圍內(nèi)不超過50m?，而且標準元件的組合提供一個可以接受的-20%到+20%的容差，成本增加有限。表2給出了最常用電容類型的大致比較。圖5顯示了對于進行輸出電壓濾波的不同電容類型，NCN6001或NCN6004A演示板上觀察到的CRD_VCC紋波。在上面曲線上觀察到的較大且快速的瞬變是非常難以濾除的，因為它們的能量很高。很清楚，鋁電容不適合這類應(yīng)用，應(yīng)該避免使用。 

    第二個參數(shù)取決于內(nèi)部比較器的性能、電壓參考容限和數(shù)字處理。電壓參考從一個精確穩(wěn)定的帶隙電路中引出，產(chǎn)生±3%的容差。另一方面，模擬功能的偏差和漂移通過高端集成技術(shù)減小。詳細分析直流/直流的工作有助于理解每個元件對于輸出電壓紋波的影響 (參見圖2和圖6)。

    在工作中，電感電流在Iv和Ip值之間交替改變，如圖6所示。當(dāng)系統(tǒng)從周期#1反轉(zhuǎn)變?yōu)橹芷?2時，電感中積累的能量傳輸?shù)截撦d，而儲能電容電壓隨著能量向它轉(zhuǎn)移而增加。 

    令k=R1/(R1+R2)。當(dāng)Vo大于k*Vref時，內(nèi)部比較器U1翻轉(zhuǎn)，在時間t1輸出電流降為零。相應(yīng)的，輸出電容中載有之前存儲在電感中的全部能量，而且輸出電壓保持增加到參數(shù)k*Vref規(guī)定的參考值以上。最終電壓Vohp代表高端紋波幅度。 

    此時，輸出電壓開始下降(因為電感中不再有能量供出)，而且根據(jù)負載決定的時間t2，比較器會在Vo小于k*Vref時翻轉(zhuǎn)。直流/直流轉(zhuǎn)換器繼續(xù)周期#1工作，但是輸出電壓繼續(xù)下降，因為要達到Ip電流值(時間t3)需要更多的時間，而且電感從零開始充電。最后，達到紋波幅度的低端Volp時，周期#2開始一個新的周期。圖6的波形圖描述了這個機理。

    本文結(jié)論

    在工作條件中效率為85%的DC/DC轉(zhuǎn)換器被開發(fā)應(yīng)用于智能卡供電，可滿足所有復(fù)雜的ISO7816-3規(guī)范。該系統(tǒng)擁有足夠的魯棒性，可以在負載從零到峰值快速變化時防止系統(tǒng)鎖存，即使電池在輸入電壓范圍的任何一端時也可以實現(xiàn)。另外，短路電流保護避免了任何熱失控，因為過載電流觸發(fā)點會隨著溫度的升高而減少。這種結(jié)構(gòu)已經(jīng)通過EMV和EMV Co認證程序1級和2級認證，包括EMV2000協(xié)議。